60kW DC အားသွင်းပုံ မော်ဂျူး၏ အသေးစိတ်ဒီဇိုင်း

စွမ်းအင်သစ်ယာဉ်အရေအတွက် အလျင်အမြန်တိုးတက်လာခြင်းနှင့်အတူDC အမြန်အားသွင်းစခန်းများအဓိက အခြေခံအဆောက်အအုံများ ဖြစ်လာခဲ့သည်။ ထို့ကြောင့် ၎င်းတို့၏ ပါဝါမော်ဂျူးများ၏ ထိရောက်မှု၊ ပါဝါသိပ်သည်းဆနှင့် ယုံကြည်စိတ်ချရမှုတို့သည် ယှဉ်ပြိုင်နိုင်စွမ်းကို တိုက်ရိုက်ဆုံးဖြတ်ပေးပါသည်။အီဗိုလ်အားသွင်းစခန်းတစ်ခုလုံးအနေနဲ့။ အဓိကရေစီးကြောင်းအားသွင်းမော်ဂျူးစက်မှုလုပ်ငန်းတွင် ပါဝါအဆင့်သတ်မှတ်ချက်များသည် အစောပိုင်း 15kW နှင့် 20kW အဆင့်များမှ 30kW နှင့် 40kW အထိ တိုးတက်ပြောင်းလဲလာခဲ့ပြီး 60kW single-module ဖြေရှင်းချက်များကို ယခုအခါ အဆင့်မြင့် မြန်နှုန်းမြင့်အားသွင်းခြင်းနှင့် အားသွင်းခြင်းများတွင် အစုလိုက်အပြုံလိုက်ဈေးကွက်အသုံးချမှုကို မြင်တွေ့နေရပါသည်။အလွန်မြန်သောအားသွင်းထုတ်ကုန်များ60kW ပါဝါမော်ဂျူးကို ဥပမာအဖြစ်ယူ၍ ဤဆောင်းပါးသည် “three-phase PFC + LLC resonant” two-stage architecture အတွက် ဒီဇိုင်းအတွေးအခေါ်၊ အဓိက parameter ရွေးချယ်မှုနှင့် လက်တွေ့အကောင်အထည်ဖော်မှုဆိုင်ရာ ထည့်သွင်းစဉ်းစားမှုများကို စနစ်တကျဖော်ပြထားပြီး လုပ်ငန်းနယ်ပယ်တူများအတွက် ကိုးကားချက်အဖြစ် ဆောင်ရွက်ပါသည်။

I. အလုံးစုံဗိသုကာနှင့် ဒီဇိုင်းသတ်မှတ်ချက်များ

60 kW မော်ဂျူးအတွက် ပုံမှန် input နှင့် output သတ်မှတ်ချက်များမှာ အောက်ပါအတိုင်းဖြစ်သည်။

အလုံးစုံ topology တွင် အဆင့်နှစ်ဆင့်ပါဝင်သည်- ရှေ့အဆင့်သည် AC/DC ပြောင်းလဲခြင်းနှင့် power factor ပြင်ဆင်ခြင်းကို လုပ်ဆောင်ရန် three-phase interleaved parallel Boost PFC သို့မဟုတ် three-phase Vienna Rectifier ကို အသုံးပြုပြီး တည်ငြိမ်သော DC bus (ပုံမှန်အားဖြင့် 770–800 V) ကို ထုတ်ပေးသည်။ နောက်အဆင့်တွင် DC/DC isolation နှင့် step-down အတွက် full-bridge LLC resonant converter ကို အသုံးပြုပြီး 200–1000 V output range ကို လွှမ်းခြုံထားသော wide-gain design ပါရှိသည်။ bus capacitor နှင့် current-sharing/communication interface ကို အဆင့်နှစ်ဆင့်ကြားတွင် ထားရှိပြီး integrated digital controller (DSP/MCU dual-core သို့မဟုတ် DSP+CPLD architecture ကို အသုံးပြုသည်) သည် PFC voltage loop၊ LLC dual-loop (voltage/current) control နှင့် protection logic ကို ဗဟိုပြု၍ စီမံခန့်ခွဲသည်။

II. ရှေ့ပိုင်းသုံးဆင့် PFC ဒီဇိုင်း

၁။ တိုပိုလိုဂျီ ရွေးချယ်မှု

60 kW ပါဝါအတန်းအစားအတွက်၊ သုံးဆင့် PFC အတွက် အသုံးများသော ဖြေရှင်းချက်နှစ်ခုရှိသည်-

• သုံးဆင့် ဗီယင်နာ ရီကတီဖာ
  တစ်လမ်းသွား လည်ပတ်မှု၊ စက်ပစ္စည်း ဗို့အား ဖိစီးမှု နည်းပါးခြင်း (DC ဘတ်စ်ကား ဗို့အား၏ ထက်ဝက်) နှင့် မြင့်မားသော စွမ်းဆောင်ရည်၊ ၎င်းသည် လက်ရှိတွင် 60 kW အားသွင်း မော်ဂျူးများအတွက် အဓိက ရွေးချယ်မှု ဖြစ်သည်။ အားနည်းချက်မှာ ၎င်းသည် တစ်လမ်းသွားသာ လည်ပတ်ခြင်း (V2G ပြောင်းပြန်လှန်မှုကို မပံ့ပိုးပါ) ဖြစ်သည်။
• သုံးဆင့် တိုတမ်တိုင် / အပြန်အလှန် နှစ်ထပ် မြှင့်တင်မှု
  ရိုးရှင်းသောဖွဲ့စည်းပုံ၊ SiC MOSFETs များကိုအသုံးပြုပါက full-bridge bidirectional လုပ်ဆောင်ချက်ကို ရရှိနိုင်ပါသည်။ သို့သော်၊ device voltage stress သည် DC bus voltage နှင့်ညီမျှပြီး losses များနှင့် EMI ကိုစီမံခန့်ခွဲခြင်းသည် ပိုမိုစိန်ခေါ်မှုရှိပါသည်။

မော်ဂျူးသည် V2G လုပ်ဆောင်ချက် မလိုအပ်ပါက၊ Vienna Rectifier သည် ထိရောက်မှု၊ ကုန်ကျစရိတ်နှင့် အပူချိန်ဒီဇိုင်းတို့တွင် အားသာချက်များကို ပေးစွမ်းပြီး ဤဆောင်းပါးသည် ထို topology ကို အဓိကထားသည်။

၂။ အဓိက ကန့်သတ်ချက် ဒီဇိုင်း

• ကြိမ်နှုန်းပြောင်းလဲခြင်း: EMI filter အရွယ်အစားနှင့် ဆန့်ကျင်ဘက်အမှတ် potential တည်ငြိမ်မှုကို ဟန်ချက်ညီစေရန်အတွက် ပုံမှန်အားဖြင့် 32 kHz နှင့် 64 kHz အကြား သတ်မှတ်ထားသည်။ SiC devices များဖြင့် inductor volume ကို လျှော့ချရန် ၎င်းကို 72 kHz ကျော်အထိ တိုးမြှင့်နိုင်သည်။
• မြှင့်တင်ပေးသည့် လျှပ်ကူးပစ္စည်း: အဆင့်တစ်ခုလျှင် သီးခြား inductor များပါရှိသော three-phase interleaved topology ကို အသုံးပြု၍ ဒီဇိုင်းထုတ်ထားသည်။ inductance တန်ဖိုးများသည် current ripple (ပုံမှန်အားဖြင့် rated current ၏ 20%–30% တွင် ထိန်းချုပ်ထားသည်) ကို core losses များနှင့် ဟန်ချက်ညီအောင် ပြုလုပ်ရမည်ဖြစ်ပြီး၊ high-frequency Sendust (Fe-Si-Al) သို့မဟုတ် amorphous alloy cores များကို အသုံးပြုလေ့ရှိသည်။
• DC-ဘတ်စ်ကား ကက်ပီတာ: ripple current handling၊ hold-up time (ပုံမှန်အားဖြင့် ≥10 ms) နှင့် LLC stage resonant capacitor နှင့် ကိုက်ညီမှုတို့အတွက် လိုအပ်ချက်များနှင့် ကိုက်ညီရမည်။ film capacitors နှင့် metallized polypropylene capacitors များကို parallel ပေါင်းစပ်အသုံးပြုလေ့ရှိသည်။
• ကြားနေအမှတ် အလားအလာ ဟန်ချက်ညီခြင်း: Vienna rectifiers များအတွက် core control စိန်ခေါ်မှုတစ်ခုဖြစ်သည်။ အပေါ်နှင့်အောက် switches များတွင် မညီမျှသော voltage stress ကိုကာကွယ်ရန် zero-sequence component injection သို့မဟုတ် neutral-point current feedback မှတစ်ဆင့် dynamic balancing ကိုရရှိပြီး component derating သို့မဟုတ် failure ကိုဖြစ်စေနိုင်သည်။

၃။ ထိန်းချုပ်မှု မဟာဗျူဟာ

ရှေ့ဆုံးအဆင့်တွင် အပြင်ဘက်ဗို့အားကွင်းဆက်နှင့် အတွင်းဘက်လျှပ်စီးကြောင်းကွင်းဆက်တို့ပါဝင်သော dual-loop ထိန်းချုပ်မှုဖွဲ့စည်းပုံကို အသုံးပြုလေ့ရှိသည်- ဗို့အားကွင်းဆက်သည် DC-link ဗို့အား (770–800 V) ကို တည်ငြိမ်စေပြီး၊ လက်ရှိကွင်းဆက်သည် unity power factor ဖြင့် sinusoidal current tracking ကို ရရှိစေပြီး neutral-point balancing control loop ဖြင့် ဖြည့်စွက်ထားသည်။ dynamic response ကို မြှင့်တင်ရန်အတွက်၊ ရေပန်းစားနေသော လမ်းကြောင်းမှာ ရိုးရာ PI ထိန်းချုပ်မှုမှ voltage feed-forward နှင့် Quasi-Proportional Resonant (QPR) current control ပေါင်းစပ်ထားသော စနစ်သို့ အဆင့်မြှင့်တင်ရန်ဖြစ်ပြီး၊ ထို့ကြောင့် steady-state accuracy ကို dynamic disturbance rejection စွမ်းရည်နှင့် ဟန်ချက်ညီစေသည်။

III. Post-stage LLC Resonant Converter ၏ ဒီဇိုင်း

၁။ တိုပိုလိုဂျီနှင့် ကျယ်ပြန့်သော ဂါင်းလွှမ်းခြုံမှု

60kW LLC converter သည် ပုံမှန်အားဖြင့် full-bridge topology ကို အသုံးပြုလေ့ရှိသည် (ပါဝါသိပ်သည်းဆကန့်သတ်ချက်များကြောင့် half-bridge configuration များကို ယေဘုယျအားဖြင့် 20kW အောက် module များအတွက်သာ ကန့်သတ်ထားသည်)။ အဓိကစိန်ခေါ်မှုမှာ charging station များသည် output voltage range ကျယ် (200–1000V) လိုအပ်ခြင်းဖြစ်ပြီး၊ ရိုးရာ LLC resonant converter ၏ gain curve သည် resonant point အနီးတွင် efficiency အမြင့်ဆုံးရောက်ရှိသည်။ operation သည် resonance မှ သွေဖည်လေလေ၊ gain capability နှင့် efficiency နှစ်မျိုးလုံး ယိုယွင်းလေလေဖြစ်သည်။

အသုံးများသော အင်ဂျင်နီယာဖြေရှင်းချက် သုံးခုရှိသည်-

1. ချိန်ညှိနိုင်သော ဘတ်စ်ကားဗို့အားပါရှိသော Wide-gain LLC: ရှေ့ပိုင်း PFC ဘတ်စ်ကားဗို့အားကို အထွက်ဗို့အားလိုအပ်ချက်များအပေါ် အခြေခံ၍ သတ်မှတ်ထားသော အတိုင်းအတာ (ဥပမာ 650–800V) အတွင်း ချိန်ညှိပေးသောကြောင့် LLC မှ အမှန်တကယ် ကာမိရမည့် gain အတိုင်းအတာကို ကျဉ်းမြောင်းစေသည်။
2. CLLC နှစ်လမ်းသွား တိုပိုလိုဂျီ: စံ LLC ဖွဲ့စည်းပုံတွင် ဒုတိယဘက်ခြမ်း ပဲ့တင်ထပ်သည့် ကွန်ရက်ကို ထည့်သွင်းထားပြီး နှစ်လမ်းသွား စွမ်းအင်စီးဆင်းမှု (V2G အခြေအနေများအတွက်) နှင့် ကျယ်ပြန့်သော gain စွမ်းရည် နှစ်မျိုးလုံးကို ဖွင့်ပေးပါသည်။
3. ပြောင်းလဲနိုင်သော ပဲ့တင်ထပ်မှု ကန့်သတ်ချက်များ / အပိုင်းခွဲထားသော ဒီဇိုင်း: relay များကို resonant capacitor များ သို့မဟုတ် transformer taps များကို ပြောင်းလဲရန်အတွက် အသုံးပြုပြီး ကျယ်ပြန့်သော operating range ကို high-voltage နှင့် low-voltage segment များအဖြစ် ပိုင်းခြားကာ resonant parameter တစ်ခုချင်းစီအတွက် သီးခြားစီ အကောင်းဆုံးဖြစ်အောင် ပြုလုပ်ထားသည်။

တစ်လမ်းသွား 60kW အမြန်အားသွင်းမော်ဂျူးအတွက်၊ Solution 1 (ညှိနှိုင်းထားသော PFC ဘတ်စ်ကားဗို့အားထိန်းညှိမှု) နှင့် အကောင်းဆုံးဖြစ်အောင်ပြုလုပ်ထားသော သံလိုက်လျှပ်ကူးဒီဇိုင်းတို့ ပေါင်းစပ်ထားခြင်းသည် လက်ရှိတွင် အကောင်းဆုံးကုန်ကျစရိတ်-စွမ်းဆောင်ရည်အချိုးကို ပေးဆောင်ပါသည်။

၂။ ပဲ့တင်ထပ်မှု ကန့်သတ်ချက်များအတွက် အဓိက ဒီဇိုင်းအချက်များ

• အရည်အသွေးအချက် (Q): ပုံမှန်အားဖြင့် 0.3–0.6 အတိုင်းအတာအတွင်း ဒီဇိုင်းထုတ်ထားသည်။ အလွန်အမင်းမြင့်မားသော Q သည် gain အကွာအဝေးကို ကျဉ်းမြောင်းစေပြီး၊ အလွန်အမင်းနိမ့်သော Q သည် ပေါ့ပါးသော ဝန်များအောက်တွင် အလွန်အမင်းကျယ်ပြန့်သော frequency modulation အကွာအဝေးကို ဖြစ်ပေါ်စေပြီး circulating current losses များ တိုးလာစေသည်။
• သံလိုက်အားလျှပ်စစ်ဓာတ်အားနှင့် ပဲ့တင်ထပ်အားလျှပ်စစ်ဓာတ်အား အချိုး (Ln = Lm/Lr): gain coverage စွမ်းရည်ကို တိုက်ရိုက်ဆုံးဖြတ်သည်။ ကျယ်ပြန့်သော output range လိုအပ်သော application များအတွက် Ln ကို ပုံမှန်အားဖြင့် 3 မှ 6 အကြား သတ်မှတ်ထားသည်။
• သေချိန်: ခန္ဓာကိုယ် diode ၏ conduction loss များကို တိုးမြင့်စေမည့် အလွန်အကျွံ dead time ကို ရှောင်ရှားရင်း ZVS (Zero Voltage Switching) အတွက် လုံလောက်သော margin ကို သေချာစေရမည်။ ယေဘုယျအားဖြင့် switching frequency ၏ 1%–3% တွင် သတ်မှတ်ထားပြီး load current ပေါ်မူတည်၍ adaptive adaptive adjustments များ ပြုလုပ်ထားသည်။
• ထရန်စဖော်မာဒီဇိုင်း60kW ပါဝါအဆင့်အတွက်၊ proximity effect losses များကို လျှော့ချရန်အတွက် planar transformers သို့မဟုတ် matrix winding structures များကို အကြံပြုထားသည်။ low-loss ferrite materials (PC95 သို့မဟုတ် PC200 ကဲ့သို့သော) ကို core များအတွက် အသုံးများပြီး light-load နှင့် full-load အခြေအနေများတွင် leakage inductance consistency နှင့် temperature rise distribution ကို အတည်ပြုရန် အထူးဂရုပြုရမည်။

၃။ တစ်ပြိုင်နက်တည်း ပြင်ဆင်ခြင်း

ရိုးရာ diode rectification ကို SiC MOSFET-based synchronous rectification ဖြင့် ဒုတိယဘက်ခြမ်းတွင် အစားထိုးခြင်းဖြင့် conduction losses များကို လျှော့ချခြင်းဖြင့် heavy-load efficiency ကို သိသိသာသာ တိုးတက်စေနိုင်သည်။ ဤနည်းလမ်းသည် body-diode freewheeling losses များနှင့် reverse current flow ကို ကာကွယ်ရန် တိကျသော current zero-crossing detection နှင့် optimized gate-drive timing လိုအပ်သည်။ ၎င်းကို current transformer သို့မဟုတ် DCR sensing နှင့် တွဲဖက်၍ dedicated synchronous rectification (SR) controller ကို အသုံးပြု၍ အကောင်အထည်ဖော်လေ့ရှိသည်။

IV. အဓိက အစိတ်အပိုင်း ရွေးချယ်မှုအတွက် အကြံပြုချက်များ

V. အပူဒီဇိုင်းနှင့် ထိရောက်မှု အကောင်းဆုံးဖြစ်အောင်ပြုလုပ်ခြင်း

အတင်းအကြပ်လေအေးပေးစနစ်ကို အသုံးပြုသော 60kW မော်ဂျူးများအတွက် အပူပျံ့နှံ့မှုသည် ပါဝါသိပ်သည်းဆ တိုးမြှင့်ရာတွင် အဓိက အတားအဆီးဖြစ်သည်။ အင်ဂျင်နီယာလက်တွေ့တွင် အဖြစ်များသော အကောင်းဆုံးဖြစ်အောင်ပြုလုပ်ခြင်း ဗျူဟာများတွင် အောက်ပါတို့ ပါဝင်သည်-

• ဆုံးရှုံးမှု ဖြန့်ဝေမှု အကောင်းဆုံးဖြစ်အောင် လုပ်ဆောင်ခြင်း: PFC inductors၊ switching devices၊ LLC transformers နှင့် rectifier diodes ကဲ့သို့သော အစိတ်အပိုင်းများ၏ သီးခြားဆုံးရှုံးမှုပံ့ပိုးကူညီမှုကို ဆုံးဖြတ်ရန် simulation ကို အသုံးပြုခြင်းဖြင့် thermal paths များကို ပစ်မှတ်ထား အကောင်းဆုံးဖြစ်အောင်ပြုလုပ်ခြင်း (ဥပမာ၊ switching devices များနှင့် thermal coupling ကိုကာကွယ်ရန် transformers အတွက် လွတ်လပ်သောလေလမ်းကြောင်းများကို အသုံးပြုခြင်း) ကို ခွင့်ပြုသည်;
• လက်ရှိမျှဝေခြင်းဒီဇိုင်းမော်ဂျူးများစွာကို parallel လည်ပတ်သည့်အခါ output current sharing တိကျမှုကို သေချာစေရမည် (ပုံမှန်အားဖြင့် ±5% အတွင်း သည်းခံမှု လိုအပ်သည်)၊ droop control သို့မဟုတ် master-slave communication မှတစ်ဆင့် ရရှိလေ့ရှိသည်။
• ထိရောက်မှုမျဉ်းကွေး60kW မော်ဂျူး၏ စွမ်းဆောင်ရည်ကွေးသည် ပုံမှန်အားဖြင့် ၄၀% မှ ၇၀% ဝန်အကွာအဝေးအတွင်း (ခန့်မှန်းခြေအားဖြင့် ၉၆%) အမြင့်ဆုံးသို့ ရောက်ရှိလေ့ရှိသည်။ ဒီဇိုင်းဆိုင်ရာ ကြိုးပမ်းအားထုတ်မှုများသည် မော်ဂျူးသည် အမှန်တကယ်အသုံးချမှုတွင် တစ်စိတ်တစ်ပိုင်းဝန်အခြေအနေများအောက်တွင် ကြာရှည်စွာလည်ပတ်သောကြောင့် အပြည့်အဝဝန်အမှတ်ကို အာရုံစိုက်မည့်အစား အလယ်အလတ်ဝန်များတွင် စွမ်းဆောင်ရည်ကို ဦးစားပေးသင့်သည်။

VI. အဖြစ်များသော အင်ဂျင်နီယာပြဿနာများနှင့် အမှားရှာဖွေမှုအချက်များ

• ဘတ်စ်ကား ကြားနေအမှတ် ဗို့အား မညီမျှခြင်းဗီယင်နာ rectifier များတွင် အဖြစ်များသော ချို့ယွင်းချက်တစ်ခုဖြစ်သည်။ zero-sequence injection algorithm နှင့် three-phase current sampling အကြား ညီညွတ်မှုကို စစ်ဆေးရန် လိုအပ်သည်။
• LLC ပေါ့ပါးသော ဝန်အားတွင် ချိန်ညှိခြင်း/ကြားနိုင်သော ဆူညံသံ: switching frequency သည် light-load အခြေအနေများတွင် resonant point မှ သိသိသာသာ သွေဖည်သွားသည်။ burst mode သို့မဟုတ် intermittent operation strategy ကို အကောင်းဆုံးဖြစ်အောင် လုပ်ဆောင်ရန် လိုအပ်ပါသည်။
• တစ်ပြိုင်နက်တည်း ပြုပြင်ခြင်း ချို့ယွင်းမှု: လျှပ်စီးကြောင်း သုညဖြတ်ကူးမှု ထောက်လှမ်းခြင်းသည် ကျယ်ပြန့်သော ဗို့အားအပိုင်းအခြားများတွင် ဆူညံသံဝင်ရောက်စွက်ဖက်မှုကို ခံရလွယ်သောကြောင့် မြှင့်တင်ထားသော drive signal filtering နှင့် adaptive dead-time control လိုအပ်သည်။
• EMI ကန့်သတ်ချက်များ ကျော်လွန်ခြင်း: အဆင့်သုံး PFC များရှိ Common-mode noise သည် အဓိကအားဖြင့် neutral-point potential fluctuations မှ ပေါက်ဖွားလာခြင်းဖြစ်သည်။ Y-capacitor configuration နှင့် common-mode inductors များကို အကောင်းဆုံးဖြစ်အောင် လုပ်ဆောင်ရန်အပြင် လိုအပ်ပါက active EMI filtering ကို ထည့်သွင်းရန် လိုအပ်ပါသည်။

နိဂုံးချုပ်

PFC+LLC နှစ်ဆင့်ဗိသုကာ60kW အားသွင်းမော်ဂျူးများထိရောက်မှု၊ ပါဝါသိပ်သည်းဆနှင့် ကုန်ကျစရိတ်တို့အကြား အကောင်းဆုံးဟန်ချက်ညီမှုကို ရရှိစေပြီး လုပ်ငန်း၏ အဓိကနည်းပညာဆိုင်ရာချဉ်းကပ်မှုကို ကိုယ်စားပြုသည်။ SiC စက်ပစ္စည်းများ၏ ကုန်ကျစရိတ် လျော့ကျလာပြီး ဒစ်ဂျစ်တယ်ထိန်းချုပ်မှု အယ်လဂိုရီသမ်များ ရင့်ကျက်လာသည်နှင့်အမျှ အနာဂတ်အားသွင်းမော်ဂျူးများသည် ပိုမိုမြင့်မားသော switching frequencies၊ ပါဝါသိပ်သည်းဆများ တိုးလာခြင်း (အရည်အအေးပေးစနစ်များကို အသုံးပြုခြင်း) နှင့် နှစ်လမ်းသွားဆီသို့ တိုးတက်ပြောင်းလဲလာမည်ဖြစ်သည်။V2Gစွမ်းရည်များ။ ဤနေရာတွင် တင်ပြထားသော ဒီဇိုင်းသဘောတရားများသည် ဤနယ်ပယ်ရှိ အင်ဂျင်နီယာလုပ်ငန်းဆောင်တာများအတွက် အသုံးဝင်သော ကိုးကားချက်တစ်ခုအဖြစ် ဆောင်ရွက်နိုင်လိမ့်မည်ဟု မျှော်လင့်ပါသည်။ နောက်ထပ်ဆွေးနွေးမှုများနှင့် အကြံဥာဏ်များဖလှယ်ခြင်းကို ကြိုဆိုပါသည်။